1.传导干扰
电源上携带的噪声是传导干扰的主要干扰源，以电流的形式沿导线传播。在手机电路中，一般来说，由电源管理芯片来提供不同的电压值给不同芯片以满足其供电需求，不同的电压电平值有：1.2V，1.5V，1.8V，2.8V等。但是，当在电源去耦方面和PCB布线方面处理不好的话，就会出现电压纹波，这些电压纹波以电流的形式沿着导线流动。通过回路形成电流使电路工作。当回路上的寄生电感和寄生电阻很大的时候，产生轨道塌陷及地弹噪声问题，进而产生电磁干扰问题
例如，案例四：耦合下，相位误差大。一方面，该项目有FM内置式天线，并且GSM天线和FM内置式天线在同一个支架上，如下图所示；另一方面主板采用四层板。
原因一，FM天线影响了GSM天线的近场特性，使GSM天线的近场感应场变得很复杂，干扰了主板上的电源或其他敏感电路，产生了严重的轨道塌陷或地弹噪声，影响了整个主板的信号完整性或电源完整性。解决方案是将FM天线由原来的金属片形式改为FPC形式。由于FPC式的FM天线的材料属性不同于金属片式的，且走线铜线相比于金属片式的很细，对GSM天线近场特性的影响也不同于金属片式。
原因二，由于四层板时没有完整的主地，整个电路的电源系统去耦效果很差，相应的杂波会很多，给Transceiver供电的电源不纯净，出现轨道塌陷，或者地平面寄生电阻大，产生地弹噪声，导致相位误差大。当采用六层板时，有一层完整的地平面，大大提高了电源系统的去耦水平，Transceiver的供电也稳定，信号回流也都通过地路径减少了噪声。当主板采用六层板时，采用如上图所示的FM内置式天线进行测试时，指标也正常。下图为改善前后的相位误差测试指标。
结合对原因一和原因二两方面的分析，充分说明了该项目相位误差指标异常的根本原因是信号完整性和电源完整性不完整引起的。采用六层板时，势必增加主板的成本，所以经济有效的解决方案是将金属片式的FM内置式天线改为FPC式的，既没有增加主板的成本和天线的成本，也没有影响FM的收听效果，行之有效。
从下图中看到，(a)为原先设计的四层板结构，没有完整的地层，不完整的信号参考层造成信号回流路径十分复杂，引起信号完整性问题，从而引起手机的EMI问题。而(b)为改板后的六层板结构，可以有一层完整的地平面，相应的性能指标会好很多。在手机电路中，最常见的PCB叠层结构是6层板和8层板，偶尔也有4层板。相对来说，层数越多的电路板，电源平面和地平面可以分布的更合理一些。然而，在现代的手机设计中，往往在成本和性能之间取一个折中，如果电源平面和地平面的分布没有理想中的合理，就要加去耦电容来减小电源分布系统中的电压轨道塌陷。
案例五：传导下，调制谱指标未通过。该现象与电池电压有关系，电池电压为4V时，指标正常，电池电压为3.9V及以下时，指标未通过。经分析，在手机中，背光芯片内部有Charge Pump电路，当电池电压较低时，背光芯片处于1.5倍压工作模式，Charge Pump电路工作，对射频产生干扰；当电池电压较高时，背光芯片处于1倍压工作模式，芯片内部不需要Charge Pump电路工作，不会对射频产生干扰。显然是，当背光芯片处于1.5倍压工作模式时，给背光芯片供电的VBAT携带了Charge Pump电路产生的杂波，进而影响到手机的整个供电网络VBAT，干扰了调制谱指标。
首先，想到的是对PCB的布线进行调整，优化电源线走线，解决电源完整性问题，这样既增加了成本又延长了开发时间。
其次，可以考虑换成一个电磁兼容性能做得比较好的背光芯片，可以想知性能优良的芯片的成本也会随之上升。因此，如果能在现有的状态下，采用别的方法进行解决，岂不更好。
最后的解决办法是：在背光芯片的供电电源上串47nH电感进行滤波。使调制谱Fail的背光芯片为Cirrus Logic的CS1100，它利用Charge Pump电路来提高电源转换效率，采取PWM的方式进行控制，工作频率为1MHz。下图为CS1100的内部框图。
当Charge pump电路工作的时候，上图所示的两个Flying Capacitors周期性地进行充放电，输出电压就会有纹波产生。
下图表示了一倍压模式和1.5倍压模式两种情况下输入电压和输出电压的波形图，可以明显地看出，1.5倍压模式时，纹波很严重。
由于在手机电路中，CS1100的Vin是由电池电压VBAT提供，同时，VBAT还要给射频PA及其他芯片供电。其供电示意图如下图所示。
但是，CS1100在1.5倍压模式时，Vin端的纹波较大，与Vin共网络的电源VBAT也会受其纹波影响，进而影响为其供电的芯片。在 PCB走线时，需要走成星型形状，如下图所示。
但是，在纹波很大的情况下，还要对纹波进行隔离才能消除影响。如下图所示，在背光芯片的供电支路上，靠近背光芯片的位置加电感进行隔离。
当Charge Pump电路工作时，产生切换噪声，由于PA和 Backlight IC共用主电源VBAT，所以Backlight IC产生的切换噪声会通过电源VBAT流入PA电源端，可能会在PA内部与主频产生Inter Modulation，如CS1100切换噪声的频率为1MHz，而GSM的主频为900MHZ和1800MHz，两者相距很远，所以IMD2会紧邻主频两旁，使调制谱在+/-1MHz时Fail。如下图所示。
用电感阻隔切换噪声后，调制谱在+/-1MHz 时明显改善。选取电感时，要从以下几个方面进行考虑：(1)、自谐振频率SRF(self-resonant frequency)，(2)、额定电流，Rated Current，(3)、直流电阻 DCR(DC resistance)，(4)、Q值等。
电感值和电流决定了电感的尺寸大小。绕线电感比多层电感的精度更高。对电流要求越高，电感尺寸越大。电感尺寸变大，DCR变低，Q值升高，代价是自谐振频率会下降。通常来说，电感值越高，自谐振频率SRF越低，这是由于绕线越多，寄生电容越大导致的。通常来说，电感值越大，对应的直流电阻越大；电感值越大，对应的自谐振频率越小；电感值越大，对应的额定电流越小。
电感的高频等效电路模型和频率响应如下图：
在手机电路中，我们常用的电感有普通叠层电感和功率电感，功率电感分叠层功率电感和绕线功率电感。下图所示的是封装为0402的普通叠层电感的Spec(规格)。
下图所示的是封装为0603的功率叠层电感的Spec。
对于CS1100，Vin端的工作电流在25mA左右，我们要滤除的噪声是1MHz，那么我们选择的电感自谐振频率至少应为10MHz，从上图中，我们看到电流和自谐振频率都满足要求。同样，对于DCR，都在零点几欧姆，我们可以得到直流压降在2.5mv到22.5mV之间，在可接受范围之内。也就是说，上图电感基本都符合要求。但是，功率电感成本较高，同时封装尺寸也较大，不建议使用。
下图中，表明了Backlight IC和周围电路的器件位置图，以及走线图。
我们根据电路来模拟一下下图黄色区域中电容及电感对噪声的抑制能力。下图为只有电容时对1MHz的开关噪声的抑制能力，为-60.7dB。
下图为加入39nH电感时对1MHz的开关噪声的抑制能力，为-63dB。
下图为加入47nH电感时对1MHz的开关噪声的抑制能力，为-65.7dB。
由此，我们可看出，在只有电容4.7uF和 2.2uF时，对1MHz开关噪声的抑制能力可达到-60.7dB，加上电感之后，抑制能力进一步加大。另外，由于PCB焊盘和导线的寄生效应，所以，我们可用不同的电感值进行微调来看测试结果，以满足规范要求为目标。
通过实际调试，得出47nH可满足抑制噪声的效果，所以，最后采用47nH。下图表明了改善前后调制谱的实际测试结果。
2.多无线系统共存
目前，已是多无线系统共存的时代了，BT、GPS、Wifi已成为3G智能手机的标准配置。下面分别对BT、Wifi、GPS无线系统，3G以 WCDMA为例进行简要介绍，然后针对这些无线系统的特点说明在3G智能手机设计中的一些设计注意点。
蓝牙(Bluetooth，简称BT)属于个人局域网(Wireless Personal area Network，简称WPAN)，工作在频率为2.4GHz-2.4835GHz的无需颁发执照的ISM频段。采用时分双工方式工作。采用快速跳频扩频技术，即1600跳每秒，来抵御干扰和衰落。调制方式为高斯频移键控(GFSK)，其中BT=0.5，B为高斯滤波器的3dB带宽，T为输入码元的宽度。每一个时隙长度为625us。信息采用分组的形式以跳频的方式在信道上传输。正常情况下，一个分组占用一个时隙，但是也被扩展为3个时隙或5个时隙。两个设备之间单向传输的最大数据速率为723.2kb/s，支持语音数据传输的两个设备之间的双向传输速率为64kb/s。信道间隔为1MHz，有79个信道，每个信道的频率分配为f=2402+kMHz，k=0,1，...，78。在高频和低频边缘都有防护带，低频为2MHz，高频为3.5MHz。有三个功率等级，等级1为100mW(20dBm)，等级2为2.5mW(4dBm)，等级3为1mW(0dBm)。最大的频率偏移在140kHz和175kHz之间。中心频率Fc的精度控制在±75kHz。在满足误码率(Bit Error Rate，即BER)不超过0.1%的情况下，接收灵敏度要达到-70dBm或更好。蓝牙属于短距离无线通信，典型传输距离为10m，如果输出功率大一些，最远可达100m。
对于WiFi，置于手机上的Wifi功能大多采用802.11b规范。也是工作在频率为2.4GHz-2.4835GHz的无需颁发执照的ISM频段。除支持1Mbps和2Mbps的数据传输速率外，还支持5.5Mbps和11Mbps 的数据传输速率。数据传输速率为1Mbps的调制方式为BPSK，数据传输速率为2Mbps的调制方式为QPSK。当数据传输速率提高为5.5Mbps和11Mbps时，采用8-chip CCK(Complementary CodeKeying)进行扩频，再用QPSK进行调制。码片速率为11Mchip/s，符号周期恰好是8个合成码片的长度。从一个信道切换到另一个信道的时间是224us。对于欧洲采用标准来说，最大输出功率为100mW(20dBm)。频率误差为±25ppm。误帧率不超过8%的接收灵敏度为-76dBm。在欧洲分成了11条20MHz的信道，两个相邻信道的频率间隔为5MHz，所以信道之间有重叠。
WCDMA(Wideband Code Division Multiple Access，即宽带码分多址)，目前，手机上常用的两个WCDMA的频段为WCDMA Band I和WCDMA Band V，对于WCDMA Band I，发射频段为1920MHz~1980MHz，接收频段为2110MHz～2170MHz，发射接收间的频率间隔为190MHz；对于WCDMA Band V，发射频段为824MHz~849MHz，接收频段为869MHz~894MHz，发射接收间的频率间隔为45MHz。信道带宽为5MHz。WCDMA将有用信息扩展为3.84MHz的带宽，将其在5MHz的带宽内传输。下行采用QPSK的调制方式，上行采用BPSK的调制方式。WCDMA采用了频分复用(FDD)和时分复用(TDD)两种方式。WCDMA采用开环功率控制和闭环功率控制两种技术。其频率误差范围要求为±0.1ppm之内。误差矢量幅度(Error Vector Magnitude，简称EVM)的值小于17.5%。
GPS(Global Positioning System，全球定位系统)是美国开发的全球导航卫星系统。其基准频率为10.23MHz。在民用用途上，工作频率为1575.42MHz(=154*10.23MHz)。有C/A码和Р码两种基本信号类型。采用了扩频技术。目前，GPS接收机的跟踪灵敏度可以做到-160dBm以下，捕获灵敏度可以做到-148dBm以下，初始启动灵敏度可以做到-142dBm以下。
各个无线系统之间的互相影响，应采取布局尽量远，首先保证线路之间有良好的隔离度；其次在各自模块内，充分利用电磁兼容的PCB的EMC设计原则，在提高各自模块的抗干扰能力的同时，并抑制电磁干扰噪声的产生，以免对其他模块造成干扰；再次，合理设计天线，可利用不同天线的辐射原理尽量提高不同天线之间的隔离度。尤其是Wifi和蓝牙都工作在频率为2.4GHz的ISM频段(2.4-2.4835GHz)，这两个无线系统的隔离度需放在首要位置。